Анализатор фазового шума в диапазоне от 1 МГц до 50 ГГц с прямым понижающим преобразованием и кросс-корреляцией

Грегор Фельдхаус (Gregor Feldhaus) и Александр Рот (Alexander Roth)

Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG, Мюнхен, Германия

gregor.feldhaus@rohde-schwarz.com, alexander.roth@rohde-schwarz.com

Введение

В традиционных анализаторах фазового шума используется ФАПЧ, чтобы восстановить разность фаз между опорным гетеродином и испытуемым устройством (ИУ). Для надлежащей настройки полосы пропускания системы ФАПЧ и характеристик фазового детектора требуются глубокие знания измеряемого генератора или длительные предварительные измерения характеристик дрейфа частоты ИУ. АЧХ аналоговой системы ФАПЧ должна быть известна или откалибрована, чтобы скорректировать окончательный результат измерения. Кроме того, аналоговая система ФАПЧ довольно плохо подавляет амплитудную модуляцию на фазовом выходе. Этому эффекту как причине слияния взаимного спектра в последнее время уделяется повышенное внимание [1].

Перемещение фазового детектора в цифровую область обещает гораздо более простую настройку и повышенную точность измерений. Характеристики цифровых компонентов предварительно определяются и могут компенсироваться с абсолютной точностью. В работе [2] ВЧ-сигналы гетеродина и ИУ дискретизируются и разность фаз между ними рассчитывается в цифровой форме. Однако несущие частоты ограничиваются шириной полосы по Найквисту для АЦП. Дополнительные смесители для опорного генератора и ИУ могут расширить этот метод в микроволновый диапазон [3].

Представленный в этой работе альтернативный подход предусматривает использование гетеродина с низким фазовым шумом для прямого понижающего преобразования сигнала ИУ. Второй независимый тракт приема обеспечивает взаимную корреляцию для подавления некоррелированного шума в обоих трактах. Описанные в этой работе методы реализованы в коммерчески доступном анализаторе фазового шума R&S^®FSWP, который предназначен для измерений фазового шума и ГУН для непрерывных сигналов (CW) и импульсных источников при частотах от 1 МГцдо 50 ГГц[4].

Тракт аналогового сигнала

На рисунке 1 показаны компоненты анализатора фазового шума с двумя каналами для измерений взаимной корреляции.

Поступающий на входной разъем ВЧ-сигнал после регулируемого аттенюатора подается в два отдельных тракта. Каждый тракт содержит аналоговый синфазно-квадратурный (I/Q) смеситель для преобразования ВЧ-сигнала в два аналоговых низкочастотных сигнала, сдвинутых по фазе на 90°. Для гетеродинов (LO) каналов 1 и 2 используются отдельные опорные генераторы. Опорные генераторы каналов 1 и 2 гибко связаны посредством системы ФАПЧ с полосой пропускания менее 0,1 Гц. Это позволяет понизить истинную взаимную корреляцию до смещений частоты 0,1 Гц.

Выбор между частотами LO и ИУ зависит от измеряемых смещений частоты. В общем случае чем ниже промежуточная частота (ПЧ) получаемого I/Q-сигнала, тем меньше шум последующих АЦП, т. е. выгодно выбирать нулевую ПЧ. С другой стороны, для автономных генераторов всегда существует отклонение истинной ВЧ-частоты от частоты LO, приводящее к появлению гармонических составляющих разностной частоты. Исходя их этого, нулевая ПЧ используется только для измерений со смещением частоты свыше 1 МГц, когда гармонические составляющие сохраняющегося отклонения частоты смещаются до точки, в которой они больше не искажают результаты измерений. Для измерений со смещением частоты менее 1 МГциспользуется ПЧ, незначительно превышающая 1 МГц. При этом гармонические составляющие смещаются за пределы диапазона измерений.

Следует учесть несовершенство аналоговых I/Q-смесителей (см. рисунок 2). Отклонение от требуемого фазового сдвига в 90° и отличие усилений трактов I и Q приводит к I/Q-дисбалансу и преобразованию амплитудной модуляции в фазовую. В частотной области появляется спектральная линия на отраженной ПЧ. Проникновение сигнала LO добавляет постоянное смещение в I/Q-сигнал. Калибровка для усиления и фазовых отклонений выполняется на заводе-изготовителе во всем частотном диапазоне прибора, а для постоянного смещения — перед каждым измерением. Компенсация этих ошибок выполняется в тракте цифровой обработки сигнала FPGA.

Такой приемник обычно обеспечивает подавление АМ 40 дБпо сравнению со значением 15– 30 дБдля традиционных аналоговых систем ФАПЧ, в результате чего уменьшается вероятность слияния взаимного спектра благодаря антикорреляционному преобразованию амплитудной модуляции в фазовую.

Тракт цифрового сигнала

Выбор АЦП очень важен для характеристик полностью цифрового фазового детектора. Система с аналоговой ФАПЧ подавляет несущую перед дискретизацией сигнала фазы, т. е. должен усиливаться только динамический диапазон шума за пределами схемы ФАПЧ. В случае прямого понижающего преобразования АЦП должен работать во всем динамическом диапазоне входного сигнала.

Каждый из четырех показанных на рисунке 1 АЦП содержит четыре параллельных канала с 16-разрядным разрешением при частоте 100 млн отсчетов/с. Каждый канал обеспечивает отношение сигнал-шум на уровне 84 дБ относительно полной шкалы. Четыре канала усредняются, что добавляет еще 6 дБк отношению сигнал/шум. Мощность шума равномерно распределяется между фазовым и амплитудным шумом. Поэтому в случае сигнала во всем измерительном диапазоне на входе АЦП вклад белого шума АЦП в фазовый шум без дополнительного взаимно-корреляционного усиления составляет

L_АЦП= (– С/Ш – 10∙log₁₀(f_дискр.) – 3) дБн/Гц. (1)

Значения свыше вклада фазового шума -173 дБн/Гцможно ожидать для оптимально сглаженного входного сигнала. На входы внешней синхронизации первой и второй пар АЦП подаются различные опорные частоты. Процесс взаимной корреляции дополнительно уменьшает фазовый шум, обусловленный джиттером синхросигнала АЦП.

На рисунке 3 показана цепочка цифровой обработки I/Q-сигналов после дискретизации.

Эта структура реализована в FPGA дважды для измерений взаимной корреляции. Корректор на входе тракта сигнала выполняет две функции. Во-первых, он выполняет компенсацию АЧХ фильтров в тракте аналогового сигнала отдельно для трактов I и Q. Во-вторых, он компенсирует I/Q-дисбаланс и постоянное смещение, вносимые аналоговым I/Q-смесителем. Сигнал корректора можно сдвинуть посредством произвольного смещения частоты, которое задается в генераторе с цифровым управлением (NCO).

Это делается, чтобы сдвинуть центр спектра на несущую частоту. Последующий фильтр нижних частот удаляет компоненты сигнала, которые лежат за пределами интересующего спектра.

Импульсный детектор, шумоподавитель и фильтр частоты следования импульсов (PRF) позволяют выполнять измерения на импульсных источниках и обходятся при стандартных измерениях непрерывных сигналов. Эта функция подробно описывается в разделе IV.

Цепочка обработки сигналов до этого места аналогична концепции стандартной цифровой радиостанции. Но следующие АМ- и ЧМ-демодуляторы специфичны для нового подхода, который позволяет одновременно измерять амплитудный и фазовый шум при смещении частоты до 30 МГц. Алгоритм CORDIC (цифровой вычислитель поворота системы координат) используется, чтобы разделять сложный модулирующий I/Q-сигнал на амплитудные и фазовые составляющие.

Амплитудный сигнал сразу же используется для расчета спектра амплитудного шума, а сигнал фазы преобразовывается в сигнал частоты перед дальнейшими этапами обработки (см. рисунок 4).

В общем случае в автономном генераторе присутствует дрейф относительно гетеродина LO. Неизбежный сдвиг частоты приводит к линейно увеличивающейся фазе, которая свертывается при значениях ±π. Сигнал со свертыванием фазы неприемлем для дальнейшей понижающей дискретизации и БПФ-обработки. Реализация обратной связи в предшествующий NCO, чтобы удерживать ПЧ на нуле, была бы очевидным решением. Однако контуры обратной связи создают проблемы из-за больших постоянных времени и значительных требований к увеличению разрядности. Вместо этого представленный здесь подход предусматривает использование блока дифференцирования фазы в качестве надежной структуры прямой связи. ФМ-сигнал преобразуется в ЧМ-сигнал без свертывания. Медленный дрейф частоты ИУ преобразуется в составляющую ЧМ-сигнала с низкой или нулевой частотой, которая не препятствует последующей фильтрации и БПФ-обработке.

Как известно, аналоговые ЧМ-демодуляторы недостаточно чувствительны для измерения фазового шума вблизи несущей, поскольку АЧХ демодулятора понижается со скоростью 20 дБ на декаду в направлении частоты 0 Гц. Этот наклон должен компенсироваться на кривой окончательных результатов измерений, чтобы любой белый шум, возникающий после демодулятора, например, в усилителях или последующем АЦП, увеличивался на 20 дБ на декаду. Однако цифровой ЧМ-демодулятор обладает такими же характеристиками рядом с частотой 0 Гц. Но в отличии от аналогового варианта ресурсы передовых ПЛИС позволяют обрабатывать требуемый увеличенный динамический диапазон. Прореживающий цифровой фильтр, расположенный после ЧМ-модулятора, обеспечивает ослабление в полосе задержания 220 дБ. Он охватывает наклон ЧМ-демодулятора по 11 декадам! Битовая ширина сигнала соответственно увеличивается, чтобы гарантировать, что любой шум квантования будет лежать далеко за пределами фазового шума после ЧМ-демодуляции.

Для цифровых АМ- и ЧМ-демодуляторов требуется, чтобы несущая и полный диапазон измерений присутствовали в полосе частот I/Q-сигнала по Найквисту. Поэтому максимальное измеряемое смещение частоты в тракте демодулятора ограничивается значением 30 МГц. Для больших смещений частоты измеряется только сумма амплитудного и фазового шума. В этом случае тракт цифрового сигнала допускает обход демодулятора и передачу I/Q-данных непосредственно в последующий процессор для стандартного расчета спектра.

Измерение импульсного фазового шума

Решение с АМ- и ЧМ-демодуляторами также подходит для измерения фазового шума импульсных источников без дополнительной измерительной установки. Посредством предварительных измерений определяются параметры импульсов, т. е. уровень, длительность и интервал повторения импульсов. Источник импульсного сигнала генерирует гребенчатый спектр в частотной области с повторениями через промежутки, обратные периоду импульсов (см. рисунок 5). Достоверные измерения фазового шума можно выполнять до половины частоты повторения импульсов. Блок-схема (рисунок 3) содержит фильтр частоты следования импульсов (PRF) для подавления всех повторений на спектре за исключением главного лепестка. Выходной сигнал фильтра соответствует непрерывному сигналу и может аналогичным образом обрабатываться АМ- и ЧМ-демодуляторами.

Расположенные перед фильтром PRF дополнительные импульсный детектор и блок шумоподавителя подавляют шум между импульсами до нуля. В результате достигается значительное преимущество перед аналоговыми фильтрами частоты следования импульсов, которые добавляют мощность шума между импульсами к своему выходному сигналу. Различие между несущей главного лепестка с учетом и без учета импульсов часто называется коэффициентом снижения чувствительности

Снижение чувствительности для импульсов = 20 ∙ log₁₀(T_шир./ T_повт.) дБ. (2)

Если не принимать контрмеры, С/Ш после фильтра уменьшается в соответствии с этим коэффициентом, а результат измерения фазового шума смещается ближе к собственному шуму прибора. С другой стороны, настройка нуля для пауз между импульсами уменьшает фазовый шум

Уменьшение шума = 10 ∙ log₁₀(T_шир./ T_повт.) дБ. (3)

Если оба эти эффекта объединяются, чувствительность представленного здесь метода измерений уменьшается с коэффициентом 10 ∙ log₁₀(T_шир./ T_повт.), который составляет только половину от коэффициента снижения чувствительности для импульсов из (2).

Взаимная корреляция

Расчеты взаимной корреляции и графика результатов выполняются в стандартном процессоре ПК, подключенного к ПЛИС посредством шины PCI Express. Частотный диапазон логарифмически делится на сегменты, приблизительно соответствующие половине декады, например, от 1 Гцдо 3 Гц, от 3 Гцдо 10 Гци т. д. На рисунке 6 показаны различные этапы обработки. АМ- и ЧМ-сигналы из ПЛИС подаются в кольцевые буферы. Сигналы непрерывно прореживаются, чтобы обеспечить параллельную обработку нескольких частотных сегментов с различными полосами разрешения. Каждый сегмент преобразуется в частотную область посредством БПФ. Комплексное сопряженное умножение результатов БПФ и последующий блок усреднения и используются для фактической взаимной корреляции двух независимых трактов сигналов. Оцененная спектральная плотность мощности для N корреляций между результатами БПФ первого канала X и второго канала Y можно выразить следующим образом

Взаимная корреляция уменьшает вклад фазового шума некоррелированных сигналов шума, т. е. шум прибора, возникающий после входного ВЧ-делителя, с коэффициентом 5∙log₁₀(N) дБ, где N — количество корреляций. Пока некоррелированный шум прибора превышает коррелированный шум ИУ, результат (4) будет соответственно уменьшаться. Если коррелированный шум из ИУ начинает превышать усредненный некоррелированный шум, результат (4) соответствует истинному результату измерений.

Прибор может автоматически прекратить измерения, если достигается определенная разность между установившимся результатом (4) и теоретическим максимальным уменьшением для некоррелированных входных сигналов. Таким образом устраняется ненужное время измерения для взаимных корреляций, которое не дает дальнейшего улучшения окончательного результата.

Производительность прибора

Производительность анализатора фазового шума с взаимной корреляцией определяется вкладом собственного шума прибора и скоростью измерений при вычислении определенного количества взаимных корреляций. Внутренние гетеродины анализатора превосходят большинство доступных генераторов и источников по фазовому шуму. На рисунке 7 показан типичный собственный шум системы для времени измерения 10 секунд.

Для смещений частоты до 1 МГцскорость измерений преимущественно определяется физическим временем захвата, необходимым для достижения определенной полосы разрешения (RBW) с заданным количеством взаимных корреляций. В случае окна Блэкмана-Харриса для БПФ и коэффициента перекрытия 0,75 время захвата можно выразить формулой

T_захв.= 2,0 / RBW ∙ (1 + 0,25 (N_XCORR-1)). (5)

Захваченные данные из сегментов с более высокой частотой используются для одновременного расчета расположенных ниже сегментов. Сочетание превосходных ВЧ-характеристик и интеллектуальной обработки сигналов позволяет достичь непревзойденной скорости измерений. На рисунке 8 представлен результат измерения фазового шума генератора высшего класса, полученный всего за две минуты. Этот генератор был также откалиброван в Национальном институте стандартов и технологии США (NIST), чтобы проверить точность результата измерений.

Библиография

[1] Nelson, C.W.; Hati, A.; Howe, D.A., "A collapse of the cross-spectral function in phase noise metrology", Rev. Sci. Instrum., vol. 85, 2014

[2] Grove, J. et al., "Direct-digital phase-noise measurement", Proc. of Frequency Control Symposium and Exposition, 2004, pp.287-291, 23-27 Aug. 2004.

[3] Parker, S.R.; Ivanov, E.N.; Hartnett, J.G., "Extending the Frequency Range of Digital Noise Measurements to the Microwave Domain," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.62, no.2, pp.368-372, Feb. 2014.

[4] Rohde & Schwarz, "R&S^®FSWP Phase Noise Analyzer and VCO Tester", описание изделия, 2015.

© 2016 IEEE. Разрешается личное использование данного материала. Получение разрешения IEEE требуется для всех остальных вариантов использования в существующих и будущих средствах массовой информации, включая перепечатку/повторную публикацию этого материала в рекламных или пропагандистских целях, создание новых коллективных работ, для перепродажи или повторного распространения на серверах или в списках либо для повторного использования любых защищенных авторским правом компонентов этой работы в других работах. DOI: 10.1109/EFTF.2016.7477759