Análise de integridade de sinal para interfaces de comunicações de dados de alta velocidade

A análise de interfaces de comunicações de dados de alta velocidade é uma tarefa importante e garante a integridade de sinal. Um dos maiores desafios dessa análise é a conexão entre a interface física e o osciloscópio, já que a maioria das interfaces de comunicações de dados não fornece conexões de testes adequadas para radiofrequência. É necessário ter um adaptador como uma ponte entre a frequência intermediária de comunicações de dados de alta velocidade e o conector de radiofrequência do osciloscópio, mas isso afetará a medição da integridade de sinal. Os osciloscópios R&S®RTP e R&S®RTO2000 com opcional de jitter avançado podem analisar e separar as contribuições de jitter. Além disso, o opcional pode avaliar inerentemente o impacto de traços e adaptadores de teste e proporcionar ao usuário uma boa compreensão do impacto em sua configuração para testes.

Sua tarefa

Você tem que caracterizar uma interface de comunicações de dados de alta velocidade, tal como PCIe, USB, SATA ou HDMI™. A integridade de sinal é uma parte importante dessa caracterização, e um dos desafios é conectar o dispositivo em teste de forma apropriada no equipamento de teste e medição. Poderia ser um osciloscópio, um analisador de espectro ou um analisador de redes vetoriais. Geralmente essas interfaces são desenvolvidas para produtos ao consumidor e têm conectores comerciais de baixo custo com características indefinidas de radiofrequência, diferente de um conector SMA, por exemplo. É necessário um adaptador como ponte entre as interfaces e o equipamento de teste e medição, mas esses adaptadores influenciam a medição, o que não pode ser negligenciado. As técnicas de compensação seriam uma opção, mas a caracterização desses adaptadores é desafiadora.

A solução da Rohde & Schwarz

Os osciloscópios R&S®RTP e R&S®RTO2000 são capazes de executar uma análise profunda da integridade de sinal. A análise de jitter fornece uma separação dos parâmetros principais. Todos os parâmetros, exceto a taxa de erro de bit (BER), podem ser visualizados no domínio do tempo como um trajeto, no domínio de frequência como um espectro e estatisticamente como um histograma.

Adicionalmente, o opcional de jitter do R&S®RTP-K133/RTO-K133 apresenta dois novos recursos avançados que estendem a análise além desses parâmetros mais conhecidos de jitter:

  • Diagrama de olhos sintético: permite que o usuário explore o efeito de determinados parâmetros de jitter no diagrama de olhos
  • Medição intrínseca da resposta da etapa do canal de transmissão: abrange as características dependentes de dados do dispositivo em teste, do adaptador e do cabeamento

A resposta da etapa é importante porque cobre a influência do adaptador na análise da integridade de sinal. O usuário pode executar diversas medições com base na resposta da etapa para entender a influência do adaptador na análise.

Fig. 1: diagrama de olhos diferencial de um PRBS31 com ISI alto.
Fig. 1: diagrama de olhos diferencial de um PRBS31 com ISI alto.
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Aplicação

Como um exemplo, esta ficha de aplicação descreve a análise de um sinal diferencial (8,125 Gbps, PRBS31) gerado por um teste de taxa de erro de bit (BERT) com clocks de espectro alargado (SSC) e sem adição de jitter. O sinal é propagado por meio de um traço longo em um módulo PCIe Gen4 ISI (PCIe-VAR-ISI). A interferência intersimbólica (ISI), introduzida pelo módulo, foi a contribuição dominante para o jitter. Essa determinada configuração permite a verificação da resposta da etapa usando um analisador de redes vetoriais (VNA), o que é demonstrado no final.

É importante analisar o jitter da mesma maneira, como um receptor receberia e registraria o clock dos dados. Portanto, o osciloscópio captura os dados diferenciais do transmissor e usa a recuperação de dados de clock (CDR) de hardware para acionar o sinal dos dados (veja a fig. 1). Observe a alta taxa de atualização (122.000 formas de onda/s) do osciloscópio R&S®RTP de alto desempenho.

Antes da análise, o tempo de aquisição deve ser configurado em um valor que considere a resolução de frequência mínima necessária para a análise de jitter periódico. Para diminuir a resolução para 40 kHz, que está na faixa da fonte de alimentação no modo chaveado (SMPS), e obter uma taxa de amostragem de 40 giga-amostras/s, o registro deve ser definido em 2 mega-amostras (= 2 × (taxa de amostragem) / (frequência de comutação de SMPS)) e, consequentemente, o tempo de aquisição para 50 μs.

O algoritmo de decomposição de jitter analisa o canal diferencial como um sinal sem retorno a zero (NRZ). A CDR necessária é configurada com um anel de bloqueamento de fase (PLL) de segunda ordem com uma largura de banda de 16 MHz.

Fig. 2: resultados dos espectros de TJ e RJ, incluindo uma lista de componentes periódicos, histogramas de TJ/RJ/PJ/DDJ e a curva de banheira calculada e medida.
Fig. 2: resultados dos espectros de TJ e RJ, incluindo uma lista de componentes periódicos, histogramas de TJ/RJ/PJ/DDJ e a curva de banheira calculada e medida.
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A decomposição de jitter na fig. 2 mostra os resultados em uma tabela e os dados estatísticos como histogramas (TJ, RJ, PJ, DDJ1)), o que, como esperado, é dominado pelo DDJ. A curva de banheira do BER demonstra uma boa concordância entre as taxas de erro de bit medidas e calculadas. A parte nova dessa decomposição está na resposta de etapa estimada, demonstrada no meio da fig. 2. A resposta de etapa é o resultado de uma etapa ideal aplicada à função de transferência do canal. Um adaptador não calibrado seria uma parte inerente dessa estimativa.

1 TJ: total de jitter, RJ: jitter aleatório, PJ: jitter periódico, DDJ: jitter dependente de dados.

O usuário tem a opção de configurar o comprimento da resposta da etapa na estimativa; neste caso, está definida como 75 UI. A configuração do comprimento da resposta da etapa é governada por três princípios:

  • Quanto mais longo o comprimento configurado da resposta da etapa, mais longo o tempo de computação.
  • O comprimento da resposta da etapa deve ser mais longo que a memória do canal. Uma resposta de etapa longa é benéfica para a análise detalhada da resposta da etapa.
  • O comprimento da execução do padrão deve ser mais longo que o comprimento da resposta da etapa.

O usuário pode analisar a resposta da etapa com ferramentas familiares, tais como um cursor e medições automatizadas. No exemplo, o tempo de elevação é medido com um cursor. A medição do tempo de elevação (tr) permite que o usuário estime a largura de banda fB do canal, usando a aproximação de fB = 0,35 ⁄ tr, que é válida para um filtro passa-baixo de polo único.

Portanto, é de interesse uma análise mais detalhada no domínio de frequência. Tópicos como a sobretensão, inclinação e artefatos de anel da função de transferência também são visíveis no domínio de frequência.

Fig. 3: resposta da etapa do dispositivo em teste e do adaptador e as transformações de magnitude e fase.
Fig. 3: resposta da etapa do dispositivo em teste e do adaptador e as transformações de magnitude e fase.
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Além dos histogramas e da resposta de etapa estimada, a fig. 3 mostra a função de transferência associada da resposta da etapa do domínio de frequência em magnitude (veja o marcador M1) e fase (veja o marcador M2). Para calcular a função de transferência no domínio de frequência em uma resposta de etapa, o menu de matemática oferece um conjunto de funções [1]:

  • Step2FreqRespNormMag(<channel>,<points>)
  • Step2FreqRespNormPhi(<channel>,<points>,<delay>)

Como esperado, a magnitude mostra uma atenuação dependente da frequência, o que é causado principalmente por perdas dielétricas. O efeito pelicular é bem pequeno. A fase mostra a dispersão do traço. Nos dois traços, todo valor acima de 16 GHz é um ruído devido à largura de banda limitada do canal. A 8,125 GHz, existe um artefato causado pela velocidade de transmissão.

[1] A. M. Nicolson, “Forming the fast Fourier transform of a step response in time-domain metrology,” Electronic Letters, Volume 9, edição 14, pág. 317, 1973.

Fig. 4: comparação de S21 medida por analisador de redes vetoriais e a estimativa da função de transferência do osciloscópio.
Fig. 4: comparação de S21 medida por analisador de redes vetoriais e a estimativa da função de transferência do osciloscópio.
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Essa medição foi comparada com uma medição do analisador de redes vetoriais (VNA). Conforme o módulo PCIe Gen4 ISI introduz a ISI, o traço associado foi medido (diferencial) e o diferencial da função de transferência e o diferencial de parâmetros S (DD S21) foram comparados no domínio de frequência (veja a fig. 4).

As duas medições mostram uma boa concordância na faixa entre 0 Hz e 16 GHz. O desvio da magnitude é de menos de 1 dB e o desvio da fase é de menos de 5°.

Resumo

Os osciloscópios R&S®RTP e R&S®RTO2000 analisam a integridade de sinais digitais de alta velocidade. Os osciloscópios medem com precisão os componentes conhecidos de jitter, tais como TJ, RJ, PJ e DDJ. Os osciloscópios também analisam de forma inerente a função de transferência, o que causa o DDJ. Uma caracterização separada dos componentes individuais do caminho de transmissão é desafiadora devido à acessibilidade, e a impedância de saída do excitador do sinal sobre a frequência é geralmente desconhecida. Assim, a medição inerente da função de transferência é um elemento chave para entender as fontes do DDJ.

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